六．動態(tài)參數
圖6.1 IRFB11N50A datasheet section 7
如圖6.1，這組數據給出了結溫25度時的動態(tài)參數，這些參數反應了器件在應用時的真實狀態(tài)。
這些動態(tài)參數是相輔相成的，有很多的內在聯(lián)系，但大致可以分為四類：跨導，電容，電荷以及開關時間。
對于高壓器件來說，其最高的開關頻率為100kHz，此時電容參數對它很重要。
對于低壓器件來說，其最低的開關頻率為100kHz，此時電荷參數對它很重要。
1．電容：
功率MOSFET的柵極附近和耗盡層中存在著大量寄生電容，這些電容的充電和放電特性，決定了功率MOSFET在開關過程中的開關延遲。
為了提高器件的頻率特性，就需要降低功率MOSFET的電容，但是降低電容參數的時候，導通電阻RDS(on)會隨之增大。
在實際中用，我們使用Ciss，Coss和Crss三個參數來作為衡量功率MOSFET器件頻率特性的參數，它們并不是一個定值，而是隨著其外部施加給器件本身的電壓變化的(見圖6.2)。
圖6.2Typical Capacitancevs.Drain-to-Source Voltage
圖6.3MOSFET電容模型分布
我們就一般datasheet中會給出的幾種電容值分別做說明：
1）輸入電容Ciss：
柵短路共源輸入電容，組成公式：
Ciss= CGD+CGS（CDS短路）
（式6.1）
在開關過程過，輸入電容是影響導通時間和柵電荷的主要因素。
2）輸出電容Coss：
柵短路共源輸出電容，組成公式：
Coss= CDS+CGD（式6.2）
輸出電容是所有電容值中最重要的一個，因為在器件關閉時，由于輸出電容的存在，會產生一個電流I=C(dv/dt)，如果這個電流過大的話，會嚴重影響包括雪崩能量在內的各項性能。
3）反饋電容Crss：
柵短路共源反向傳輸電容，組成公式：
Crss= CGD （式6.3）
反饋電容也稱米勒電容，存在于輸入，輸出電容中，受外加漏電壓影響而變化。
4）極限輸入，輸出電容：
一般用于測試輸入，輸出和反饋電容的測試條件是：VGS=0V，VDS =25V，?=1.0MHz。只有在需要繪制如圖6.24的曲線圖時，才需要測試VDS=1V及400V（80％額定電壓）的各項電容值。
5）有效輸出電容Cosseff：
如圖6.4，主要是一個RC充電的動作，截取開始充電時間至80％額定電壓，進而得到一個有效輸出電容。
圖6.4MOSFET有效電容定義圖
從上述對各電容的描述中，可以看出，其實輸入輸出電容也好，反饋電容也好，都是CGS，CGD和CDS三個電容在變化組合。下面我們參照圖6.7，分別進行說明。
圖6.7 MOSFET Turn-onWaveform
（1）CGS：
柵源間電容。主要由3部分組成:
CGS =CGS P+ CGS N++ CGS M
（式6.4）
其中：
CGS P：
柵和P-body間的電容。它是由Poly和P-body為上下極板，GateOxide為介質構成的（圖6.5中藍色部分），它受到柵壓，漏壓和溝道長度的影響。
圖6.5 MOSFET電容主要組成部分
當漏壓VDS上升時，耗盡區(qū)擴展到P-body區(qū)域，導致CGSP的下降。這之后，即使漏壓VDS上升到擊穿電壓，CGSP幾乎沒有變化，因為耗盡區(qū)不能越過P-body的10%。因此，由于VDS導致的CGSP非常微小。
CGS N+：
柵和N+擴散區(qū)間的電容。它是由Poly和N+相交區(qū)域作為上下極板，兩者相交區(qū)域的GateOxide為介質構成的（圖6.5中紅色部分）。根據電容計算公式，我們得到：
（式6.5）
其中：
εox：柵氧層的介質常數；
tox：柵氧層厚度；
AN+O：是柵電極與N+相交區(qū)域的面積。
所以，也可以簡化為相交部分氧化層電容COX與Poly和N+相交區(qū)域面積的乘積。
CGS M:
是柵和源金屬間的電容。它是由Poly和引出Source的金屬層相交區(qū)域作為上下極板，兩者相交區(qū)域的絕緣介質為介質構成的（圖6.5中黃色部分）。根據電容計算公式，我們得到
（式6.6）
其中：
εl：中間絕緣介質的介電常數；
tO：中間絕緣介質的厚度；
AO：柵電極與源相交部分的面積；
（2）CGD:
是柵漏間的電容。它是由兩個電容串聯(lián)而成的：
（式6.7）
其中：
CGDox：
柵極氧化層電容，它是由Poly和外延層耗盡區(qū)相交區(qū)域作為上下極板，兩者相交區(qū)域的GateOxide為介質構成的（圖6.5綠色部分）。
CGDdep：
外延層耗盡區(qū)電容，它是由GateOxide和外延層相交區(qū)域作為上下極板，兩者相交區(qū)域的外延層耗盡區(qū)為介質構成的（圖6.5紫色部分）。
由于耗盡層的寬度是由VDS的大小來決定的，當VDS很大時，CGDdep就會因為耗盡層的逐漸展寬而變小，從而使CGD也相應變小。
功率MOSFET的頻率響應受輸入電容的充放電限制。如果決定輸入電容的CGS，CGD變小，該器件才可能在高頻工作。因為輸入電容與溫度無關，因此，MOSFET的開關速度與溫度無關。
柵漏電容CGD是與電壓成非線性關系，是一個極為重要的參數，因為它在電路輸入和輸出中保證了有一個反饋回路的存在。由于柵漏電容CGD使得動態(tài)輸入電容變得大于靜態(tài)電容的總和，所以我們也把柵漏電容CGD稱為米勒電容。
（3）CDS:
是漏源間的電容。它的值由于隨著VDS及其電容厚度（即P-body與N-漂移區(qū)的結厚度）的變化而變化：
（式6.8）
當VDS遠大于ΦB時，CDS會隨著VDS的增加而降低。
所以，從工藝角度來看，溝道長度越短，柵氧厚度越厚，功率MOSFET的電容越小。但是溝道長度不能太短，這樣會引起溝道容易穿通，出現(xiàn)軟擊穿現(xiàn)象。同時柵氧厚度的減小也不是沒有限度的，必須保證合適的Vth以及柵耐壓柵漏電的問題。
電容數值的作用是有限的。輸入電容值只給出一個大概的驅動電路所需的充電說明。而柵極充電信息則更為有用。
3．電荷：
作為評估和計算MOSFET柵極驅動電路及損耗的標準，柵電荷對于電路設計人員的意義重大。而之所以將跨到也納入電荷分類中，主要是因為其特別的溫度系數，這一因素也必須考慮在柵極驅動電路的設計中。
1）跨導gfs：
跨導是指漏極輸出電流的變化量與柵源電壓變化量之比，是柵源電壓對漏極電流控制能力大小的量度。
例如，如果gfs=10S的話，表示柵電壓每增加1V，漏電流就升高10A。
之前我們說過，跨導是一個有著特別溫度系數特性參數。如圖6.6，25℃和175℃兩條曲線有一個交點，此交點對應著相應的VGS和ID。
圖6.6 典型跨導曲線
若稱這個交點的VGS為轉折電壓（這里約6.8V），可以看到：
在VGS轉折電壓的左下部分曲線，VGS電壓一定時，溫度越高，所流過的電流越大，溫度和電流形成正反饋，即MOSFET的RDS(on)為負溫度系數，可以將這個區(qū)域稱為RDS(on)的負溫度系數區(qū)域。
而在VGS轉折電壓的右上部分曲線，VGS電壓一定時，溫度越高，所流過的電流越小，溫度和電流形成負反饋，即MOSFET的RDS(on)為正溫度系數，可以將這個區(qū)域稱為RDS(on)正溫度系數區(qū)域。由對于一般的高壓器件的應用，VGS都會大于10V，所以在沒有特殊說明的情況下，都認為MOSFET的RDS(on)有正溫度系數特性。
但是，柵電壓VG需要一個建立過程，尤其是在MOSFET并聯(lián)使用時，必須盡量減少在RDS(on)的負溫度系數區(qū)域內的時間，也就是說，必須使柵電壓VG在最短的時間內上升至目標電壓。而用以衡量這一點的正是柵極充電電量Qg。
2）柵極總充電電量Qg，柵源充電電量Qgs，柵漏充電電量Qgd:
為達到一個特定的柵源電壓，柵極所必須充的電量就叫做Qg。
MOSFET 是電壓型驅動器件，驅動的過程就是柵極電壓的建立過程，這是通過對柵源及柵漏之間的電容Ciss充電來實現(xiàn)的。
由于CGD是一個隨電壓變化的參數，所以在給定電容規(guī)范的時候，引入了Qg，來幫助設計人員計算柵極所需的電荷數量：
（式6.9）
例如，在Gate上加1mA，達到開啟所需的20nC需要20mS的話，根據式6.9，可以得到如果在Gate上加1A，那么需要20nS來達到開啟所需的20nC。
那么如何定義Qg，Qgs和Qgd的值呢？
如圖6.13，Gate上接外接電源，VG開始上升。
在t1時，VG升至開啟電壓Vth，此時MOSFET導通，Drain電流開始對CGS充電，在開始到t1過程中的充電電量定義為Qgs1。
在t2時，CGS充電完成，Drain電流到達我們需要的ID值，并進入恒定線性區(qū)域，Drain電壓開始下降，Drain電流開始對米勒電容CGD充電，在t1到t2過程中的充電電量定義為Qgs2。
于是有：
Qgs = Qgs1 + Qgs2
（式6.10）
在t3時，米勒電容CGD充電完成，開始對CGS進行過沖，在t2到t3過程中的充電電量定義為Qgd。
在t4時， Gate上的電壓達到指定電壓后，保持恒定。整個從開始到此時的電荷總量就是datasheet中所給出的柵極總充電電量Qg。
Qg在實際應用中是一個很重要的參數,尤其是在高頻低電壓開關電路中，開關器件的Qg一定要越低越好，這是因為在影響開關損耗的參數中,我們唯一能改善的就只有Qg了。
（式6.11）
根據式6.11，我們假設上升時間和下降時間相等，則可以得到：
（式6.12）
又由于Q=I·t，所以我們可以得到：
（式6.13）
式6.13 就是開關功率損耗的計算公式。
其中：
fSW是開關頻率，這個是由客戶端應用電路決定的。
VDS和ID是器件的額定電壓和電流，這個是由設計端決定的。
所以如之前所說的，唯一能進行優(yōu)化的，就只有Qg這個參數了,越小的Qg，產生的開關損耗就越低。
此外，Qg與RDS(on)的乘積R×Q與RSP一起，作為評估MOSFET性能的質量因素FOM（Figure ofMerits），被廣泛的接受和使用。
4．開關時間：
開關時間包含四個參數，如圖6.8
圖6.8 MOSFETSwitchingWaveform
這四個參數分別是：
1）導通延遲時間td(on):
從有輸入電壓上升到 10%開始到 VDS下降到其幅值 90%的時間
2）上升時間tr:
輸出電壓 VDS從90%下降到其幅值10%的時間
3）導通延遲時間td(off):
輸入電壓下降到90%開始到 VDS上升到其關斷電壓時10%的時間。
4）上升時間tf:
輸出電壓 VDS從10%上升到其幅值90%的時間。
開關時間都是在純電阻電路中測試所得的，用以表征器件的導通和關斷特性，從而預估出器件開關過程中的能量損耗。
但是，在真實的應用中，沒有一個電路是純電阻電路，所以開關時間一般用于不同器件間的性能對比，其值并不能用于實際的應用電路的計算。
TO BE CONTINUED